运算放大器(运放)反相放大器电路

运算放大器(运放)反相放大器电路

在反相放大器的反馈电阻上并联电容即成为积分器电路，运算放大器(运放)积分器电路

设计目标

设计说明

该设计将输入信号 Vi 反相并应用 –2V/V 的信号增益。输入信号通常来自低阻抗源，因为该电路的输入阻抗由输入电阻器 R1 决定。反相放大器的共模电压等于连接到同相节点的电压，该节点在该设计中接地。

设计说明

1. 在线性运行区域内使用运算放大器。通常在 AOL 测试条件下指定线性输出摆幅。该电路中的共模电压不随输入电压的变化而变化。
2. 输入阻抗由输入电阻器决定。确保该值大于电源的输出阻抗。
3. 使用高值电阻器可能会减小电路的相位裕度并在电路中引入额外的噪声。
4. 避免将电容负载直接放置在放大器的输出端，以最大程度地减少稳定性问题。
5. 小信号带宽由噪声增益（或同相增益）和运算放大器增益带宽积 (GBP) 决定。可以通过添加与 R2 并联的电容器来完成额外的滤波。如果使用了高阻值电阻器，那么添加一个与 R2 并联的电容器可提高电路的稳定性。
6. 大信号性能会受到压摆率的限制。因此，应检查数据表中的最大输出摆幅与频率间的关系图，以最大程度地减小转换导致的失真。
7. 有关运算放大器线性运行区域、稳定性、转换导致的失真、电容负载驱动、驱动 ADC 和带宽的更多信息，请参阅“设计参考”部分。

设计步骤

下面给出了该电路的传递函数。
$$Vo=Vi\times (-\frac{R2}{R1})$$

1. 确定 R1 的起始值。R1 相对于信号源阻抗的大小会影响增益误差。假设信号源的阻抗较低（例如100Ω），则设置 R1 = 10kΩ，以实现 1% 的增益误差。
   $$R1=10k\Omega$$

2. 计算该电路所需的增益。由于这是一个反相放大器，因此在计算时使用 ViMin 和 VoMax。
   $$G=\frac{Vomax}{Vimin}=\frac{14V}{-7V}=-2\frac{V}{V}$$

3. 计算 R2 值，以实现所需的 –2V/V 信号增益。
   $$G=-\frac{R2}{R1}\to R2=-G\times R1=-(-2\frac{V}{V})\times 10k\Omega =20k\Omega$$

4. 计算小信号电路带宽，以确保其满足 3kHz 要求。确保使用电路的噪声增益或同相增益。
   GBPtlv170 = 1.2MHz
   $$NG=1+\frac{R2}{R1}=3\frac{V}{V}$$
   $$BW=\frac{GBP}{NG}=\frac{1.2MHz}{3\frac{V}{V}}=400KHz$$

5. 计算最大程度地降低转换导致的失真所需的最小压摆率。
   $$V_p=\frac{SR}{2\times \pi \times f}$$ → $$SR>2\times \pi \times f\times V_p$$
   $$SR>2\times \pi \times 3Khz\times 14V=263.89\frac{KV}{S}=0.26\frac{V}{uS}$$
   • SRTLV170=0.4V/µs，因此它满足该要求。

6. 为了避免稳定性问题，确保器件的增益设置电阻和输入电容创建的零点大于电路的带宽。
   $$\frac{1}{2\times \pi \times (Ccm+Cdiff)\times (R2||R1)}>\frac{GBP}{NG}$$
   $$\frac{1}{2\times \pi \times (3pF+3pF)\times \frac{20k\Omega \times 10k\Omega }{20k\Omega +10k\Omega }}>\frac{1.2Mhz}{3V/V}$$
   • Ccm 和 Cdiff 分别是 TLV170 的共模和差分输入电容。
   • 由于零点频率大于此电路的带宽，因此满足该要求。

设计仿真

直流仿真结果

交流仿真结果

该电路的带宽取决于噪声增益 (3V/V)。可以通过查看 –3dB 点来确定带宽，在信号增益为 6dB 的情况下，该点位于 3dB 处。仿真与计算值 (400kHz) 具有充分的相关性。

瞬态仿真结果

输出的幅度是输入的两倍，并且二者反相。

设计采用的运算放大器 TLV170

设计备选运算放大器 LMV358A