Xilinx 7系列FPGA 高性能（HP）接口与2.5V/3.3V 外设IO接口设计考虑

引言：Xilinx 7系列FPGA IO Bank分为HP Bank和HR Bank，HP IO接口电压范围为1.2V~1.8V，可以实现高性能，HR IO接口电压范围为1.2V~3.3V。当HR Bank与2.5V或者3.3V外设互联时，需要考虑接口电平的兼容性。根据性能需求、功能和信号类型（输入、输出或双向），有不同的接口设计选项。本应用说明探讨诸如添加电阻器、场效应晶体管（FET）开关、电平转换器甚至其他Xilinx FPGA等选项。

目录

1. 电阻分压设计

2. 图腾柱电阻分压器设计

3. 串联FET开关

4. 自动电平转换器

5.定向电平转换器

6. CPLDs and FPGAs转换

7.设计指导

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1. 电阻分压设计

    一个简单的电阻负载可以将过多的信号摆动截断到FPGA的可容忍水平。如图1所示，通过从传输线到GND放置电阻器，只有驱动高压被衰减。这种解决方案可能导致信号完整性低于理想，因为下拉电阻器通常不与传输线匹配。将该下拉电阻器放置在接收器附近有助于减少不必要的反射。

图1：下拉电阻技术

    下拉电阻器可以通过知道输出驱动器阻抗/电阻和输出驱动电压（VCC）来确定。在所需的接收器输入电压定义为VRECEIVER的情况下，下拉电阻器使用等式1以及图2的有效示意图进行计算。

图2：带下拉电阻器的驱动器驱动逻辑1的有效示意图

带下拉电阻器的驱动器驱动逻辑1的有效示意图

表1显示了不同驱动器阻抗/电阻上2.5V和3.3V驱动器VCC的RPULLDOWN计算值。

表1:RPULLDOWN的计算值

    由于驱动器的潜在非线性，建议通过HSPICE进行模拟以将非线性考虑在内。此外，由于阻抗不匹配，必须考虑过冲和反射。HP I/O组的VCCOMAX为2.1V。

2. 图腾柱电阻分压器设计

双电阻图腾柱解决方案允许端接与传输线匹配，以最大限度地减少反射，但代价是连续直流电流。

图3：带Thevenin并联终端的驱动器示意图

电阻器的选择必须使其组合并联电阻尽可能接近Z0。此外，必须遵守接收器的VIH和VIL电平。如图3所示，VBIAS点的概念确保输入的高信号能够以足够的强度向下驱动，以匹配输入的低信号的驱动强度。知道这个VBIAS点可以计算上拉和下拉电阻值。将端接电阻器靠近接收器，以获得最佳信号完整性。

VBIAS（方程2）的计算更为复杂，并假设输出高和低驱动强度是平衡的。

在获得VBIAS之后，可以计算RPULLUP和RPULLDOWN，如等式3所示：

表2显示了对于2.5V和3.3V的驱动器VCC的RPULLUP和RPULLDOWN的计算值。

表2：RPULLUP和RPULLDOWN的计算值

使用图3中的拓扑图，驱动器的输出阻抗必须足够小，才能达到接收器的VIH和VIL阈值。此外，输出阻抗必须足够大，以免过驱动接收器的推荐工作电压（VIHMAX）。在7个系列FPGA中，LVCMOS18的VIHmax为2.1V。ZDRIVER（MAX）和ZDRIVER（MIN）的计算分别如方程4和方程5所示。

表3显示了对于2.5V和3.3V的驱动器VCC的ZDRIVER（MAX）和ZDRIVER（MIN）的计算值。

表3：ZDRIVER（最大值）和ZDRIVER（最小值）的计算值

在ZDRIVER（MAX）处，逻辑1和逻辑0正好有300mV的裕度。随着输出阻抗的减小，逻辑1裕度的增长速度快于逻辑0裕度。方程6和方程7根据实际驱动器阻抗计算精确的裕度水平。

表4显示了2.5V和3.3V的驱动器VCC的逻辑0和逻辑1余量的计算值。

表4：逻辑0和逻辑1余量的计算

使用等式8计算图腾柱终端每次I/O消耗的偏置功率，VCC表示上拉电压。

表5：每个I/O的功率计算

通过使用VBIAS的并联端接，可以在没有直流偏置的情况下实现相同的性能，而需要额外的电源导轨（图4）。如果应用程序具有大量输入，则此解决方案可能是一个更节能的选项。

图4：示例：VBIAS拓扑的并行端接

3. 串联FET开关

串联FET开关可以保证从3.3V到1.8V的单向电压转换，并可以修改为从1.8V到3.3V工作。该器件的性能类似于与传输线串联的NMOS晶体管，如图5所示。

图5：串联FET开关

如果晶体管的栅极被设置为1.8V+VT，则来自3.3V驱动器的信号仅高达1.8V传递到接收器。德州仪器SN74TVC16222ADGVR提供23个具有公共栅极的并联NMOS传输晶体管，如图6所示。

图6：德州仪器SN74TVC16222ADGVR的简化示意图

为了确保从2.5V/3.3V驱动器通过的电压不超过1.8V，可以使用23个NMOS晶体管中的一个作为参考晶体管，将所有栅极电压偏置到1.8V+VT，如图7所示。

图7：1.8V参考晶体管示例设置

2.5/3.3V的电阻器应足够高（数百kΩ) 以限制到1.8V轨道的电流。

1.8V至2.5V/3.3V带FET开关的接口

仅通过FET开关将1.8V驱动到2.5V或3.3V接收器，留下非常少或没有VIHmargin。例如，在1.8V驱动到VIH为1.7V的Spartan®-6 FPGA LVCMOS25接收器的情况下，只有100 mV的裕度可用。在1.8V驱动到VIH为2.0V的Spartan-6 FPGA LVCMOS33接收器的情况下，根本没有余量。

如图8所示，接收器输入端的上拉电阻器可用于为低至高转换信号增加裕度。将RPULLUP放置在接收器附近，以获得最佳信号完整性。
 

图8:FET开关上拉拓扑

在确定该电阻器的尺寸时必须特别小心，因为使其更强有助于以牺牲高-低转换信号为代价的低-高转换信号。此外，该电阻器影响低到高和高到低转换信号的定时。

将线路从FPGA驱动器的VCC充电到VIH所需的额外时间（T）（加上裕度）可以在等式9中合理估计，拓扑图如图8和图9所示。VIH是接收器的，并且Vm是高于VIH的期望裕度。t 是时间常数RPULLUP x（CFET+CLOAD）。

表6：通过上拉电阻器充电的额外时间

图9：场效应管3.3V侧的示意图

上拉电阻器的存在会影响高到低的转换信号，因此驱动器阻抗必须足够低，以确保仍然满足VIL电平，减去一定量的裕度。公式10计算最大驱动器阻抗，并使用图10中的示意图作为参考。

图10：带上拉电阻器的驱动器驱动逻辑0的示意图

表7显示了基于各种上拉电阻值的最大驱动器阻抗值。

表7：最大驱动器阻抗与上拉电阻器

I2C兼容性

使用具有适当电阻器上拉值的FET开关可以成功地对I2C信号进行电平转换。

4. 自动电平转换器

图11中的德州仪器TXB0108框图是一个自动方向感应转换器。自动感知传输方向的能力很容易进入双向系统。没有额外的控制信号，因为每个比特都有一个独立的方向传感器。该设备加起来为7.6ns
电路的传播延迟（3.3V至1.8V）。由于该设备的性质，如果线路上存在终端或其他重负载，可能会导致逻辑故障。终端和总线负载必须大于50 kΩ 以避免逻辑中断。因此，I2C和1Wire等开漏总线与这种类型的电平转换器不兼容。

图11：自动电平转换器拓扑

5.定向电平转换器

德州仪器SN74AVC20T245是一个20位双向电平转换器，根据DIR的逻辑将数据从A电平转换到B电平或从B电平转换到A电平（图12，第10页）。

SN74AVC20T245分为两条10位总线，每条总线具有独立的DIR控制。每个块还有一个输出使能，用于将端口A与B隔离。通过设备存在高达4.6ns的引脚到引脚传播延迟。

图12:20位双向电平转换器拓扑

6. CPLDs and FPGAs转换

各种Xilinx器件具有2.5V和3.3V的耐受性，可适用于双向电平移动应用。Xilinx CPLD非常适合。

Xilinx CPLD非常适合在3.3V之间进行电平转换，并且可提供多达117个I/O，以支持多达58位的总线。Spartan-6 FPGA也非常适合3.3V电平转换，可提供高达530个I/O。Virtex-6 FPGA也是可行的选择，可以从2.5V切换到2.5V。非易失性Spartan-3AN系列是另一个可行的选择。

使用CPLD或FPGA可以卸载7系列FPGA的其他逻辑和任务。通过Xilinx CPLD的引脚到引脚传播延迟为5ns，而对于FPGA，这取决于通过设备的路由。

图13：CPLD或FPGA设计示例示意图

在CPLD或Spartan设备（图13）中，IOBUF被实例化以与7系列设备接口，而另一个IOBUF用于与2.5V/3.3V逻辑接口。信号从7系列FPGA或3.3V逻辑引入设备，以识别业务方向。

7.设计指导

表8给出了几种电平转换方法的比较。7系列FPGA中的高性能I/O组能够通过一系列选项适应更高电压的接口，这些选项几乎可以满足所有设计、成本和性能需求。

表8：设计指南比较

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